邵宇豐，陳烙，趙云杰，陳福平
2017年1月出版的PTL主要刊登了以下一些方向的文章，包括：調(diào)制技術(shù)，光信號處理，光網(wǎng)絡(luò)及其子系統(tǒng)，無源光子器件等，筆者將逐一評析。

1. 調(diào)制技術(shù)
近年來，為了提升無線傳輸容量并滿足新興移動數(shù)據(jù)通信的大容量需求，在光纖無線（RoF）系統(tǒng)中采用了大帶寬毫米波和高效多級矢量信號調(diào)制。目前已經(jīng)報道的多種類型數(shù)據(jù)速率超過100Gb/s的RoF系統(tǒng)，使用到了W波段（75-110GHz）或甚至更高波段以及QPSK/16QAM矢量信號調(diào)制。然而，由于可用的模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）帶寬的限制，這些系統(tǒng)通常需要在接收器中進行模擬信號下變頻，以將高頻毫米波轉(zhuǎn)換為較低頻率的基帶，這顯著增加了系統(tǒng)復(fù)雜性和不穩(wěn)定性。雖然采用較低頻率的毫米波段，如Q波段（33-50GHz），可以避免模擬信號下變頻處理，但是需要以降低可用帶寬為代價。一些已經(jīng)報道過的如Q波段48Gb/s偏振復(fù)用（PDM）QPSK矢量調(diào)制單載波RoF系統(tǒng)、112Gb/s PDM-QPSK矢量調(diào)制雙載波RoF系統(tǒng)、112Gb/s PDM-16QAM矢量調(diào)制雙載波RoF系統(tǒng)，這些使用Q波段的系統(tǒng)都不需要進行模擬信號下變頻操作。與QPSK和16QAM矢量調(diào)制相比，64QAM矢量調(diào)制具有更高的頻譜效率，并且可以更好地在限定信號帶寬內(nèi)提高傳輸容量。因此，將64QAM矢量調(diào)制與更低的毫米波段（如Q波段）結(jié)合一起，有望實現(xiàn)具有更高頻譜效率和傳輸速率超過100Gb/s的RoF系統(tǒng)，且無需模擬信號下變頻處理。最近，來自復(fù)旦大學(xué)電磁波信息科學(xué)重點實驗室的研究人員，提出了一種采用PDM-64QAM 矢量調(diào)制單載波RoF方案，該方案中使用的毫米波段為Q波段，系統(tǒng)方案結(jié)構(gòu)圖如圖1所示，在接收機上不需要進行模擬信號下變頻處理，經(jīng)過數(shù)字信號處理（DSP）之后采用最小均方（DD-LMS）均衡技術(shù)，可以大幅度提高系統(tǒng)性能，并且，這是首次提出采用單載波PDM-64QAM調(diào)制的毫米波無線傳輸方案。實驗結(jié)果表明，在1m無線距離上產(chǎn)生并傳送高達10 Gbaud（120 Gb/s）37.5 GHz的PDM-64QAM矢量毫米波信號，誤碼率低于硬判決-前向糾錯（HD-FEC）閾值（3.8x10-3）；傳送高達16 Gbaud（194 Gb/s）37.5 GHz的PDM-64QAM矢量毫米波信號，誤碼率低于軟判決-前向糾錯（HD-FEC）閾值（1x10-2）。
圖1  系統(tǒng)方案結(jié)構(gòu)圖

    預(yù)計到2020年，互聯(lián)網(wǎng)中接入的設(shè)備數(shù)量將達到500億，這使得物聯(lián)網(wǎng)（IoT）的部署必不可少。物聯(lián)網(wǎng)能夠?qū)⒚總�對象設(shè)備鏈接到互聯(lián)網(wǎng)，以實現(xiàn)可用的數(shù)據(jù)交換。由于電纜部署繁瑣，為小型IoT設(shè)備增加了復(fù)雜性并降低了設(shè)備的可移動性，因此將所有這些設(shè)備通過線纜連接到互聯(lián)網(wǎng)是不切實際的，所以采用無線鏈接則是個不錯的選擇。不過，隨著大量無線接入設(shè)備的增加，它們將在分配頻譜資源時與用戶設(shè)備形成競爭，如果沒有創(chuàng)新的提高頻譜效率方案，則“頻譜緊縮”問題將繼續(xù)加劇。此外，通過電池或電纜給這些設(shè)備供電則成本效率非常低，利用從外部收集的能源來維持自身運行具有可行性，這些能量足以用于物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備的信號生成，但是設(shè)備能夠收集的能源（大約100μW）限制了信號的傳播距離。射頻（RF）反向散射為物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備的因特網(wǎng)接入提供了選擇，小型IoT設(shè)備從電視塔廣播的RF信號或無線路由器生成的WiFi信號收集能源，并且通過改變天線的阻抗來調(diào)制反射的RF信號，但會影響RF反向散射反射的信號的質(zhì)量。由于RF反向散射信號的全向傳播，特別是當loT數(shù)量很大時，RF反向散射和來自用戶設(shè)備的上行鏈路數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)之間的干擾將是不可避免的并且具有破壞性，且在距離有限的無線傳輸（2-5米）中至少需要一個接入點，從而增加了基礎(chǔ)設(shè)施的建設(shè)成本。解決該問題的其中一個方案是在最大的無線通信范圍中放置諸如移動電話的讀取器，其在接入點和IoT設(shè)備之間實現(xiàn)信號中繼功能。然而，讀取器的額外流量與移動流量相競爭進一步加劇“頻譜緊縮”問題，使用手機作為讀取器也會導(dǎo)致隱私泄露問題。RF反向散射的另一個限制是，我們可能無法在有限的RF環(huán)境中使用它。VLC反向散射是從現(xiàn)有的室內(nèi)照明基礎(chǔ)設(shè)施中獲取能量，對反射光束進行調(diào)制。圖2為VLC反向散射系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，利用太陽能電池來收集能源，通過打開或關(guān)閉液晶顯示器（LCD）快門對來自反射器的反射光信號進行調(diào)制，因為每當需要通信同時大多數(shù)時間也需要照明。最近，來自新澤西理工學(xué)院電氣與計算機工程系的研究人員，提出了一種新的像素化VLC反向散射系統(tǒng)方案。如圖3所示，在該方案中采用多個較小的反射器和LCD快門來形成多個像素點，每個像素可以獨立地打開或關(guān)閉以產(chǎn)生多電平信號，對于相同尺寸的單個像素，像素化反向散射通過減小每個像素的尺寸來可以形成更多的像素點。這是首次在IoT中使用多電平（PAM）和多載波（OFDM）光學(xué)反向散射調(diào)制方案。實驗結(jié)果表明，在受到現(xiàn)有LCD響應(yīng)時間高度限制的情況下，像素化VLC反向散射能夠?qū)崿F(xiàn)600 bps的吞吐量，其無線傳輸距離為2米。

 圖2 VLC反向散射系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

[b]圖3 像素化VLC反向散射系統(tǒng)方案圖

    頻譜效率和功率效率是光通信系統(tǒng)中兩個重要的性能指標,采用光多路復(fù)用技術(shù)和多階調(diào)制格式可以獲得高頻譜效率和較高的比特率。多進制脈沖位置調(diào)制（mPPM）是一種高功率效率調(diào)制格式，它能夠提供很高的靈敏度，但頻譜效率比正交頻移鍵控（QPSK）要低，有研究提出將mPPM和偏分復(fù)用QPSK(PDM-QPSK)、偏振轉(zhuǎn)化QPSK（PS-QPSK）聯(lián)合使用，其頻譜效率仍然低于QPSK。來自北京郵電大學(xué)重點實驗室的研究人員，提出了一種基于奈奎斯特整形mPPM-QPSK的有效調(diào)制方案。奈奎斯特整形mPPM-LQAM調(diào)制格式的生成與傳統(tǒng)的mPPM-LQAM相類似，圖4為系統(tǒng)方案圖。在發(fā)射端，外腔激光器產(chǎn)生的連續(xù)波激光輸入至調(diào)制器，驅(qū)動調(diào)制器的數(shù)據(jù)速率為10Gbit/s；在接收端，數(shù)字相干接收器由本地光振蕩器 (OLO）、光混合器、兩對平衡檢測器和實時采樣濾波器組成。受摻餌光纖（EDFA）帶來的噪聲和硬件影響，在誤碼率為10-3時，4PPM-QPSK，2PPM-QPSK和QPSK的接收靈敏度分別為3.7 dB, 4.1 dB 和4.0 dB，均偏離于理論值，但奈奎斯特整形-4PPM-QPSK和奈奎斯特整形-2PPM-QPSK的靈敏度都比4PPM-QPSK和2PPM-QPSK大了1.0dB。實驗結(jié)果表明，奈奎斯特-mPPM-QPSK具有傳統(tǒng)mPPM-QPSK兩倍的頻譜效率，比QPSK具有更好的功率效率，奈奎斯特-4PPM-QPSK在誤碼率為10-3時的接收功率為 -49.8 dBm，功率效率較QPSK提高了1.6 dB。

 圖4 系統(tǒng)方案圖(a發(fā)射端，b接收端) 
采用直接調(diào)制激光器（DML）來實現(xiàn) 100Gb/s 四進制脈幅調(diào)制（PAM-4）、離散多音（DMT）,正交四進制脈幅調(diào)制離散多音（PAM-4DMT）和多階無載波幅度相位調(diào)制信號研究已經(jīng)被報道過，由于DML激光器的調(diào)制動態(tài)特性，在高速短距離傳輸系統(tǒng)中容易出現(xiàn)非線性失真。最近，來自加拿大皇后大學(xué)的研究人員，提出了一種使用十六進制正交幅度調(diào)制（16QAM）半占空比奈奎斯特副載波調(diào)制（SCM）格式的系統(tǒng)方案，該系統(tǒng)采用了波長為1310nm的分布式反饋激光器，并實現(xiàn)了速率為112 Gb/s的短距離傳輸方案。由于在信號處理過程中不需要進行傅里葉變換操作，所以該方案能在相對較低復(fù)雜度的情況下獲得良好的功率效率。圖5為實驗方案圖，在發(fā)射端，基帶信號采樣后經(jīng)過平方根升余弦脈沖成型濾波器，為了使頻譜效率最大化，該濾波器滾降系數(shù)設(shè)置為0，然后基帶信號再經(jīng)上轉(zhuǎn)化到14GHz的載波上，以16/7的采樣率再采樣來生成112Gb/s 16QAM半占空比奈奎斯特副載波調(diào)制驅(qū)動信號；在接收端，對16QAM奈奎斯特副載波調(diào)制信號歸一化后送入匹配濾波器，再使用沃爾泰拉非線性均衡器（VNLE）進行均衡，在訓(xùn)練相位中使用遞歸最小二乘法獲得關(guān)鍵系數(shù)，由于激光器引入的非線性失真是確定的，所以系數(shù)也需要被確定下來。實驗結(jié)果表明，采用VNLE后，在接收光功率為-5.25 dBm時，背靠背和經(jīng)20km標準單模光纖（SSMF）傳輸系統(tǒng)可以達到預(yù)前向糾錯碼誤碼率（4.6x10-3）。

 圖5 112Gb/s 半占空比奈奎斯特副載波調(diào)制（SCM）信號的傳輸實驗方案圖
2. 光信號處理
    隨著擴展網(wǎng)絡(luò)容量需求的日益增長，光通信系統(tǒng)中的前向糾錯編碼（FEC）技術(shù)的性能已經(jīng)得到大大改善。自從20世紀90年代初開始采用FEC技術(shù)以來，已經(jīng)開發(fā)了多種不同類型的糾錯碼。例如1993年報道的Reed-Solomon（RS）碼，它可以實現(xiàn)5.8dB的凈編碼增益（NCG），利用交織和迭代解碼技術(shù),將級聯(lián)RS碼和BCH碼聯(lián)合在一起,可以實現(xiàn)10.1dB的NCG;2000年初報道的分塊turbo碼,采用軟判決解碼技術(shù),可以實現(xiàn)7-9dB或甚至更高的NCG。當前近十年中，具有高性能的低密度奇偶校驗碼可以實現(xiàn)12dB的NCG，幾乎接近香農(nóng)極限。在另一方面，全光FEC技術(shù)已經(jīng)被認為是對時變噪聲進行有效補償?shù)暮苡邢Ｍ�的方法之一。由于光鏈路特性的瞬態(tài)變化會惡化光節(jié)點中的信噪比，從而降低了光放大器的工作性能或自適應(yīng)頻譜分配引起瞬時串擾問題。最近，來自東京工業(yè)大學(xué)未來科學(xué)技術(shù)跨學(xué)科研究實驗室的研究人員，提出了一種采用單信號源的卷積碼的全光FEC技術(shù)對時變噪聲進行補償?shù)姆桨�，該方案中使用了可以產(chǎn)生高NCG的最大似然序列估計方法，方案圖如圖6所示，在噪聲區(qū)域之前的光節(jié)點中實施FEC編碼可以提高傳輸信號的噪聲容限，而且與電FEC編碼相反，它還可以避免光-電-光的轉(zhuǎn)換或解調(diào)/編碼調(diào)制處理。實驗結(jié)果表明，對可調(diào)波長進行優(yōu)化編碼之后，在誤碼率不小于10¬-8和等于10-9的情況下可以分別實現(xiàn)4dB和3.5dB的NCG。
 
 圖6 全光FEC編碼補償時變噪聲的方案圖
3. 光網(wǎng)絡(luò)及其子系統(tǒng)
    高數(shù)據(jù)速率服務(wù)（如物聯(lián)網(wǎng)和移動互聯(lián)網(wǎng)）的快速增長可能需要具有高數(shù)據(jù)速率和高蜂窩密度的新技術(shù)和網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)才能滿足未來終端用戶和手機網(wǎng)絡(luò)的高帶寬需求 。光纖無線通信（RoF）是一種非常有前途的技術(shù)，可以滿足上述要求以及擴展網(wǎng)絡(luò)的覆蓋范圍。 此外，具有高頻譜效率（SE）和抗符號間干擾（ISI）的正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)已被廣泛應(yīng)用于有線和無線通信系統(tǒng)中。近年來，在高速光纖傳輸系統(tǒng)中引入OFDM和對離線和實時數(shù)字信號處（DSP）受到了廣泛的研究�；�于OFDM的RoF系統(tǒng)具有顯著的優(yōu)點，如單端連接模式，對光纖色散的魯棒性和簡單的單抽頭信道均衡，可以應(yīng)用于未來千兆寬帶接入網(wǎng)絡(luò)。不過，有關(guān)OFDM信號在RoF鏈路上實時傳輸?shù)膱蟮辣容^少，所以使用現(xiàn)場可編程門陣列（FPGAs）或?qū)Ｓ眉�成芯片（ASICs）進一步驗證DSP算法在實時環(huán)境中實現(xiàn)的可行性是非常有意義的。最近，已有研究報道了基于FPGA的零中頻（零）實時X波段（8-12 GHz）的OFDM信號傳輸超過1.5米的無線和2.26 km單模光纖（SMF）ROF有線鏈路，在快速傅立葉反變換（IFFT）過程中，利用厄密對稱輸入矢量生成實值基帶OFDM信號，其通過使用RF混頻器直接上變頻到射頻（RF）信號。與非零中頻接收機相比，這種零中頻OFDM-RoF系統(tǒng)具有數(shù)字基帶收發(fā)機的功能。然而，它對接收機接收到RF-OFDM信號的RF載波和本地振蕩器之間的殘余載波頻率偏移、相移非常敏感。因此，對于發(fā)射機和接收機物理分離的異步OFDM-RoF系統(tǒng)，應(yīng)該實現(xiàn)精確的載波恢復(fù)和相位對準。否則，將導(dǎo)致下變頻信號的幅度波動。在實際應(yīng)用中，對這種OFDM-RoF系統(tǒng)挑戰(zhàn)的是能否進行載波恢復(fù)。除了包絡(luò)檢測法外，外差檢測是處理上述問題的替代方法。在外差接收機中，載波頻率偏移引起的公共相位誤差（CPE）和相移都可以被認為是信道相位響應(yīng)的一部分，可以通過先進的DSP技術(shù)進行精確估計和補償。最近，來自湖南師范大學(xué)的研究人員提出了采用基于FPGA的實時RS編碼IF-OFDM收發(fā)器的RoF系統(tǒng)方案，并成功實現(xiàn)了2.26公里光纖和10米無線鏈路的實時傳輸，且誤碼率低于10-9。在該方案中，應(yīng)用與多符號交織/去交織（IL / De-IL）技術(shù)相組合的RS碼，可以增強實時OFDM-RoF的比特錯誤率，同時降低了定時同步實現(xiàn)的復(fù)雜性，圖7為基于FPGA的實時IF-OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。
 
 圖7 基于FPGA的實時IF-OFDM結(jié)構(gòu)圖（a）發(fā)射機（b）接收機的架構(gòu)
    由交互式服務(wù)產(chǎn)生導(dǎo)致數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的迅速增加要求下一代5G移動數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)必須具備大帶寬和高數(shù)據(jù)速率。對于未來的無線接入網(wǎng)已經(jīng)提出的多種技術(shù)中包括多入多出技術(shù)（MIMO）和載波聚合（CA）技術(shù)，這些技術(shù)對于單個小區(qū)站點需要多個無線載波。 因此，如果我們繼續(xù)使用公共無線電接口（CPRI，40-Gbps用于32個LTE載波），則在移動前傳（MFH）中需要高數(shù)據(jù)速率鏈路，這大大增加了部署成本。 相反，如果使用多中頻（IF）光纖結(jié)構(gòu)，如圖8所示，多個無線載波在不同的IF中復(fù)用并且被傳送到遠程無線電頭端（RRH），所有無線載波在集中式基帶單元（BBU）中被處理和完全調(diào)制。在RRH中，不需要更復(fù)雜的CPRI前端和高速光學(xué)器件，只需要使用模擬或數(shù)字元件的簡單頻率轉(zhuǎn)換功能。 通過這種有效的MFH可以降低帶寬需求，提高系統(tǒng)的兼容性能。使用簡化的RRH，功耗和成本也得到進一步降低，有利于創(chuàng)建更環(huán)保的網(wǎng)絡(luò)。在LTE-A下行鏈路中使用OFDM調(diào)制雖然具有更高的頻譜效率，但對光學(xué)信道質(zhì)量的要求也更高，特別是非常高的線性要求。 高峰均比（PAPR）是OFDM的一個缺點，如果在MFH中的IF處聚合多個OFDM流，它不僅會降低數(shù)模轉(zhuǎn)化器的信號量化噪聲比（SQNR），同時降低了發(fā)射機的功率效率。在已經(jīng)報道過的幾種降低PAPR的方案中，包括具有或不具有邊信息的限幅，編碼，失真方案，不過這些方案引入了難以恢復(fù)的附加噪聲或失真，并且需要對接收機進行一些修改，并不能完全實現(xiàn)性能的提升。最近，來自美國佐治亞理工學(xué)院的研究人員，提出了一種新型的在無線子帶中應(yīng)用預(yù)失真降低PAPR的方案。通過在無線幀上進行相位預(yù)失真，對不同子帶的峰值樣本進行移位，并減少多IF-OFDM流的整體PAPR，并使用二叉搜索樹產(chǎn)生小的額外延遲，可以使用現(xiàn)有的信道估計和均衡技術(shù)在無線設(shè)備中完全恢復(fù)那些預(yù)失真流。實驗結(jié)果表明，在1％互補累積分布函數(shù)（CCDF）峰值處將5G MFH信號的PAPR降低了2.2dB。

 圖8 光譜高效移動前端和回程體系結(jié)構(gòu)圖
    目前光接入網(wǎng)主要采用速率為10Gb/s單波長時分復(fù)用無源光網(wǎng)絡(luò)（TDM-PON）技術(shù),國際電信聯(lián)盟通信標準化組（ITU-T）已經(jīng)采用時分波分復(fù)用(TWDM)-PON作為下一代無源光網(wǎng)絡(luò)2(NG-PON2)中重要技術(shù)，該PON系統(tǒng)中每個波長速率均為10Gb/s，提高了信道的總?cè)萘俊Ｓ醒芯勘砻�，利用外調(diào)制器如馬赫增德爾和電吸收調(diào)制器來實現(xiàn)速率為25Gb/s數(shù)據(jù)的傳輸，由于這些外調(diào)制器引起的波形失真較輕微，電/光帶寬比直接調(diào)制激光器(DML)的更寬，但在光接入網(wǎng)的運營中DML具有更好的經(jīng)濟效益。一般商業(yè)可用的DML電/光帶寬被限制在15GHz,因此，多階調(diào)制格式如雙二進制和四進制脈沖幅度調(diào)制（PAM-4）能夠適應(yīng)于DML的電/光帶寬。最近，來自韓國大田市韓科院的研究人員提出了一種在光接入網(wǎng)絡(luò)中使用波長為1.55μm DML方案，在該方案中每波長速率為25Gb/s，圖9為該實驗方案圖。在PON系統(tǒng)中需要有較大的功率儲備以支撐多個光網(wǎng)絡(luò)單元（ONU）正常運轉(zhuǎn)，研究人員在沒有使用光放大器和光設(shè)備進行色散補償?shù)那闆r下，為了最大化提高速率為28Gb/s的雙二進制和PAM-4信號傳輸系統(tǒng)功率預(yù)算，DML偏置電流設(shè)置遠遠超過門限電流，以獲得最優(yōu)消光比（ER）。PAM-4信號在功率預(yù)算方面性能略微優(yōu)于雙二進制信號，但是利用雙二進制方案的光發(fā)射器在成本上要低于PAM-4方案，因為PAM-4編碼器一般需要一個數(shù)模轉(zhuǎn)化器，而雙二進制編碼器則只利用了一個無源低通濾波器。實驗結(jié)果表明，在經(jīng)過40km遠距離傳輸后，研究人員提出的系統(tǒng)可以提高10dB的功率預(yù)算。

 圖9  基于DML的實驗方案圖
4. 無源光子器件
    低成本的光纖鏈路通常依賴于多模光纖，由于它簡單和可靠的光耦合過程，是應(yīng)用最多且最常用的傳輸信道。然而，多模光纖的色散特性較嚴重。粗波分復(fù)用（CWDM）傳輸多波長信號可以在不影響傳輸距離的情況下，通過增加單根光纖來提高通信帶寬，波長間隔一般大于20nm。用于多波長信號復(fù)用/解復(fù)用的光學(xué)的子組件（OSA）是CWDM發(fā)射器和接收器的核心器件，它將離散發(fā)射機輸出的光信號輸入單根光纖，并將多路復(fù)用光信號分頻到單獨的光探測器中。這些通過級聯(lián)光波長濾波器來實現(xiàn)，其CWDM收發(fā)器模塊是濾波器中最昂貴的部件，另外，級聯(lián)濾波器需要精確控制光對準操作，從而難以降低CWDM的成本。最近，來自韓國光州全南大學(xué)的研究人員，為短距離光學(xué)互連與CWDM的新穎設(shè)計復(fù)用/解復(fù)用提出了一個具有低成本的解決方案。在該方案中，使用簡單的透鏡光學(xué)器件來有效地耦合到發(fā)射器OSA的光纖中，并且用于從接收器OSA中的光纖分離多色光，構(gòu)造CWDM發(fā)射機模塊封裝結(jié)構(gòu)較小，從而降低了整體成本，圖10為方案結(jié)構(gòu)圖。實驗結(jié)果表明，6Gbps數(shù)據(jù)經(jīng)過100m多模光纖傳輸后，觀察到眼圖沒有發(fā)生明顯劣化，且誤碼率低于10-12。
 
 圖10 方案結(jié)構(gòu)圖：（a）四通道CWDM發(fā)射機的示意圖，（b）四通道CWDM接收機的示意圖