4/25/2019,光纖在線訊：昨日，我們發(fā)布是德科技技術(shù)軟文上篇，只說到相干發(fā)射端的復(fù)雜調(diào)制如何實(shí)現(xiàn)，今天我們就接著從接收端部分講起。

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下篇內(nèi)容的重點(diǎn)是：
☑  如何檢測(cè)復(fù)雜調(diào)制光信號(hào)
☑  相干光接收機(jī)：檢測(cè)復(fù)雜調(diào)制信號(hào)的完美答案
☑  如何評(píng)估相干接收機(jī)的信號(hào)質(zhì)量

上篇中的最后部分，說明了復(fù)雜光調(diào)制方案對(duì)發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)的影響。無獨(dú)有偶，接收機(jī)同樣需要我們用特殊的結(jié)構(gòu)去檢測(cè)。

在on/off鍵控(OOK)可以通過簡(jiǎn)單的一個(gè)光電二極管探測(cè)到信號(hào)，并將光功率轉(zhuǎn)換成電流 IPhoto 。產(chǎn)生于光二極管中的光電流 IPhoto 與光信號(hào) S 及其復(fù)共軛 S* 的乘積成正比。

然而在圖1的方程中，結(jié)果卻只包含振幅AS。IPhoto并不能提供頻率ωs和相位φs的任何信息。因此，并不能將右側(cè)時(shí)域的QPSK信號(hào)直接映射到左側(cè)的IQ圖上。只可能大致推導(dǎo)出，通過“0”的下曲線代表四個(gè)星座點(diǎn)之間的對(duì)角線過渡，中間的曲線代表外層過渡。通過“1”的平直線表示相位不變的情況，這意味著符號(hào)后面沒有發(fā)生改變。

圖1：在直接檢測(cè)中，光電流IPhoto只提供光振幅的信息

因此，我們需要用更復(fù)雜、更全面的方法，來檢測(cè)包括相位信息在內(nèi)的完整電場(chǎng)信息，所以……我們究竟該如何檢測(cè)一個(gè)光信號(hào)的相位呢？

Part1：如何檢測(cè)復(fù)雜調(diào)制光信號(hào)

不同于以往的是，今天的光通信系統(tǒng)更為復(fù)雜，操作的波長(zhǎng)是近紅外的，1550納米的波長(zhǎng)所對(duì)應(yīng)的頻率竟高達(dá)200THz，這樣的電場(chǎng)無論時(shí)間還是空間，變化速度都實(shí)在太快，根本無法使用在MHz到GHz范圍內(nèi)工作的現(xiàn)有電子設(shè)備來進(jìn)行處理。
因此，我們不妨從時(shí)域和頻域入手，看看有哪些可用的檢測(cè)方法。

時(shí)域檢測(cè)
本振來幫忙：
首先，解決這兩個(gè)問題的關(guān)鍵并不在于測(cè)量絕對(duì)相位，而在于測(cè)量相對(duì)已知參考信號(hào)的相位。圖2描述了基本的檢測(cè)設(shè)置：用理想的單色激光器產(chǎn)生的參考信號(hào)R，即本振。所謂相干檢測(cè)，就是利用一束本振光和輸入的信號(hào)光在光混頻器中進(jìn)行混頻，得到與信號(hào)光的頻率、相位和振幅按相同規(guī)律變化的中頻信號(hào)。

圖2：把信號(hào)S和參考信號(hào)R混合可以測(cè)量相位差
AS：接收光信號(hào)的電場(chǎng)幅度值
AR：本振光信號(hào)電場(chǎng)幅度值
φS：接收光信號(hào)的相位調(diào)制信息
φR：本振光的相位調(diào)制信息

前文中曾提到的 on/off 直接檢測(cè)，是用檢測(cè)器直接把輸入光信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，在這種檢測(cè)方式中，光信號(hào)經(jīng)光電轉(zhuǎn)換后獲得的是中頻信號(hào)，還需二次解調(diào)才能最終轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)。這種檢測(cè)方式設(shè)備簡(jiǎn)單、經(jīng)濟(jì)實(shí)用。

根據(jù)信號(hào)光和本振光的頻率值的差異，相干檢測(cè)分為零差檢測(cè)、外差檢測(cè)以及內(nèi)差相干檢測(cè)。其中零差相干檢測(cè)可以直接還原基帶信號(hào)、信噪比最高。

無論是零差檢測(cè)、外差檢測(cè)還是內(nèi)差檢測(cè)，其檢測(cè)根據(jù)都來源于接收光信號(hào)與本振光信號(hào)之間的干涉。

圖3：三種不同的相干檢測(cè)

用平衡接收機(jī)抑制與相位無關(guān)的項(xiàng)：

如圖4所示，使用平衡接收機(jī)可以抑制所有其他與相位無關(guān)的項(xiàng)。在這里，在一個(gè)分支上將被檢測(cè)到的信號(hào)S和參考信號(hào)R做求和，并減去第二個(gè)分支上的2x2光合路器(可以是光纖或自由空間光耦合器)。每個(gè)分支上產(chǎn)生的信號(hào)由一個(gè)光電二極管檢測(cè)。然后利用這兩種光電流之間的差，在同樣如圖4所示的方程中，所有其他項(xiàng)都被消去了，只剩下拍頻項(xiàng)。

圖4 ：平衡檢測(cè)的另一個(gè)優(yōu)勢(shì)顯而易見，凈光電流增加了一倍

把這個(gè)概念帶到IQ平面上——IQ解調(diào)器：
為了同時(shí)恢復(fù)振幅和相位，相干接收機(jī)應(yīng)將分量(I)和分量(Q)作為兩個(gè)獨(dú)立的輸出信號(hào)。為此，需要兩個(gè)平衡探測(cè)器，而一個(gè)本振振蕩器就提供了I與Q的參考信號(hào)，只是相位必須移動(dòng)π/ 2得到Q的部分。對(duì)于QPSK信號(hào)，圖5給出了整個(gè)設(shè)置的概念，這就是IQ解調(diào)器。

圖5：IQ解調(diào)器提供了兩個(gè)獨(dú)立的測(cè)量值，它們都包含振幅和相位的信息

這種設(shè)置只適用于非偏振-多路復(fù)用的相干信號(hào)。此外，該信號(hào)僅與探測(cè)器上偏振狀態(tài)相同的本振信號(hào)分量混合。

我們?cè)龠M(jìn)一步將概念擴(kuò)展到雙偏振：

對(duì)于雙偏振，解調(diào)器的概念需要進(jìn)一步的拓展�；�本原理保持不變: 在偏振分路器之后，現(xiàn)在有兩個(gè)IQ解調(diào)器，一個(gè)用于X偏振，另一個(gè)用于Y偏振。只有一個(gè)本振為所有支路提供參考信號(hào)。

如圖6所示。有四個(gè)輸出信號(hào)來解析I和Q坐標(biāo)，每個(gè)偏振方向各有一個(gè)輸出信號(hào)。方程中，所標(biāo)識(shí)的h和v反映了信號(hào)相對(duì)于接收機(jī)偏振參考的水平偏振狀態(tài)和垂直偏振狀態(tài), 相當(dāng)于X和Y偏振平面。利用偏振分光器PBS分開X和Y偏振面上的分量，然后分離出的X和Y偏振分量與本振光源拍頻，從而實(shí)現(xiàn)雙偏振信號(hào)的相干解調(diào)。

圖6：此框圖來自《綜合雙偏振內(nèi)相干接收機(jī)OIF實(shí)施協(xié)議》，IA # OIF-DPC-RX-01.2, Nov. 14, 2013

本振振蕩器的頻率ωR不同于信號(hào)的頻率ωS的接收器，被稱為外差接收機(jī)。

在零差接收機(jī)中，本振的頻率與載波信號(hào)本身的頻率相同，優(yōu)點(diǎn)是不再依賴于頻率。

圖7量化了零差和外差接收機(jī)所需的電帶寬。對(duì)于零差檢測(cè)，當(dāng)本振的頻率與信號(hào)本身相同時(shí)，需要信號(hào)光帶寬的一半。外差接收機(jī)所需的電帶寬隨本振與信號(hào)之間的頻偏增大而增大。

圖7：相干檢測(cè)所需的電帶寬，取決于信號(hào)與其基準(zhǔn)之間的頻偏

使用信號(hào)的延遲副本作為參考信號(hào)——delay line interferometers

對(duì)于相位信息的恢復(fù)，本振是必不可少的。另一種解決方案是用信號(hào)的副本去覆蓋信號(hào)，這種方式就有一個(gè)參考信號(hào) ωR = ωS 。

可能會(huì)有小伙伴問，這種方法能有效嗎? 事實(shí)證明這種自零差方法是有用的，因?yàn)闄z測(cè)隨時(shí)間的相位變化還是很有意義的。因此，將信號(hào)一分為二，并將延遲復(fù)制的信號(hào)疊加起來作為參考信號(hào)，就可以得到相位變化的信息。

這種測(cè)量方法的優(yōu)點(diǎn)是，它不受由于外部本振和載流激光本身的緩慢頻率(相對(duì)于符號(hào)速率)波動(dòng)而引起的誤差的影響。這種接收機(jī)設(shè)置稱為delay line interferometers。下圖顯示了一個(gè)delay line interferometers，信號(hào)S(t)和被延遲了T時(shí)間的信號(hào)S(t+T)。

圖8：delay line interferometers，這里的方程表明，結(jié)果依賴于原始信號(hào)與其延遲復(fù)制信號(hào)相位差的余弦值


由于這個(gè)函數(shù)的周期性, 只有相位差異在0到π之間才能唯一識(shí)別，延遲時(shí)間T是載波周期2π/ωS的整數(shù)倍。這對(duì)于BPSK是足夠的，但對(duì)于恢復(fù)QPSK和更高階調(diào)制方案則需要另一個(gè)delay line interferometer將相位相對(duì)于其他delay line interferometer移動(dòng)π/ 2，使得能覆蓋整個(gè)0到2π的相位范圍。圖9顯示了兩個(gè)delay line interferometer的設(shè)置，用于接收兩個(gè)獨(dú)立的I和Q組件。

圖9：擴(kuò)展更多delay line interferometer，用于QPSK和更高階調(diào)制格式

與外差接收機(jī)類似，delay line interferometer也可擴(kuò)展用于偏振靈敏度測(cè)量。

對(duì)于delay line interferometer，不需要外接本振。因此，避免了引入振蕩器的相位噪聲并且減少了對(duì)信號(hào)處理的要求。然而，這種方法的缺點(diǎn)仍然可能導(dǎo)致我們更愿意選擇外差接收器。

首先，在沒有時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)(CDR)的情況下，用delay line interferometer測(cè)量相位隨時(shí)間的變化，需要比符號(hào)周期小得多的延遲和采樣周期，但是今天的符號(hào)速率已經(jīng)達(dá)到了一個(gè)很難企及的水平。此外，對(duì)于低功率信號(hào)，由于參考信號(hào)也是低功率的，且傳輸鏈路上存在噪聲積累，降低了測(cè)量靈敏度。無論是采樣技術(shù)的實(shí)現(xiàn)，測(cè)量時(shí)間的增加，還是需要額外的trigger信號(hào)，零差接收機(jī)并不是很靈活。

到目前為止，以上就是所有的時(shí)域檢測(cè)技術(shù)。另一大類方法就是檢測(cè)頻譜，通過傅里葉變換得到時(shí)域信號(hào)。

頻域檢測(cè)

為了從復(fù)雜調(diào)制光信號(hào)的頻譜中提取調(diào)制光信號(hào)，我們必須測(cè)量復(fù)雜調(diào)制光信號(hào)的頻譜，即振幅和相位信息。

這可以用一個(gè)復(fù)雜頻譜分析儀分離不同光信號(hào)的頻率成分。所有的頻段都可以用多個(gè)檢測(cè)器同時(shí)檢測(cè)，也可以用掃描窄帶濾光器外加單個(gè)檢測(cè)器依次檢測(cè)。

為了恢復(fù)相位和振幅，再次使用本振作為參考信號(hào)。為了恢復(fù)這兩個(gè)參數(shù)，需要一個(gè)發(fā)射兩個(gè)光頻率信號(hào)的源。

圖10顯示了測(cè)量偏振分辨復(fù)雜光譜所需的完整設(shè)置。

圖10：偏振分辨相干頻率檢測(cè)設(shè)置

頻域檢測(cè)的最大優(yōu)點(diǎn)是它幾乎無限的帶寬，這也意味著無限的時(shí)間分辨率，帶寬取決于本振的掃頻范圍，即當(dāng)今可調(diào)諧外腔激光器可達(dá)到THz范圍內(nèi)的帶寬。另一個(gè)巨大的優(yōu)勢(shì)是不需要高速接收器。

但是另一方面，它也有主要的缺點(diǎn)。

例如，它只適用于周期信號(hào)，此外，還需要一個(gè)符號(hào)或碼型時(shí)鐘，恢復(fù)后的時(shí)域信號(hào)的精度直接取決于光譜分辨率，而光譜分辨率決定了可以分辨的邊帶數(shù)目，今天能達(dá)到的光譜分辨率也限制了碼型長(zhǎng)度在幾十個(gè)符號(hào)之內(nèi)。由于這些因素以及該方法不能實(shí)時(shí)給出結(jié)果，使得頻域檢測(cè)不適用于接收機(jī)。事實(shí)上，這將導(dǎo)致較長(zhǎng)的測(cè)量時(shí)間和相當(dāng)復(fù)雜的測(cè)量設(shè)置和信號(hào)處理。

最后，在頻率檢測(cè)中，對(duì)所有非周期結(jié)果進(jìn)行平均，例如對(duì)偏振模色散(PMD)也是如此，因此無法被補(bǔ)償。這樣一來，就誕生了一個(gè)堪比哲學(xué)三問的終極問題：

我們?cè)撊绾稳∩幔?/b>

自零差設(shè)置需要很少的信號(hào)處理，對(duì)相位噪聲最不敏感。盡管如此，它們卻不是很靈活，只能接近設(shè)計(jì)符號(hào)速率，并且沒有外差實(shí)現(xiàn)那么靈敏。

外差時(shí)域檢測(cè)方法則具有最高的靈活性。與頻域檢測(cè)不同，它們可以用于實(shí)時(shí)檢測(cè)。因此，它們適用于數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)中的實(shí)時(shí)信號(hào)。通過實(shí)時(shí)采樣，可以在所有域中重建完整的信號(hào)，并且不受調(diào)制格式的限制。在外差時(shí)域檢測(cè)中，信號(hào)長(zhǎng)度也沒有限制。在信號(hào)處理過程中可以補(bǔ)償PMD和CD。在這種情況下，只有信號(hào)處理才是吞吐量限制因素。

同時(shí)，必須考慮到這種方法的測(cè)試方案是需要四通道高速設(shè)備，即高性能的實(shí)時(shí)digitizer，要具有非常低的抖動(dòng)和噪聲，在整個(gè)頻率范圍內(nèi)具有很高的有效比特?cái)?shù)(ENOB)。


十年磨一劍，是德科技的光調(diào)制分析儀進(jìn)入Terabit測(cè)試時(shí)代

講了這么多，那么最適合實(shí)際應(yīng)用的接收方式是？

Part2：相干光接收機(jī)檢測(cè)復(fù)雜調(diào)制信號(hào)的完美答案

上一段我們總結(jié)出最靈活的檢測(cè)設(shè)置是外差時(shí)域檢測(cè)器，它適用于測(cè)試實(shí)時(shí)信號(hào)，不依賴于調(diào)制格式。

在圖11中，有一個(gè)IQ檢測(cè)器位于左側(cè)，這里顯示的接收機(jī)結(jié)構(gòu)是由光學(xué)互聯(lián)網(wǎng)絡(luò)論壇(OIF)推薦的，可以提取信號(hào)中的所有信息。

圖11：OIF推薦的集成式相干接收機(jī)實(shí)現(xiàn)的功能框圖

緩解損傷（impairments）

經(jīng)過模數(shù)轉(zhuǎn)換后，數(shù)字信號(hào)處理(DSP)成為相干光接收機(jī)的組成部分。與傳統(tǒng)的on/off鍵控(OOK)相比，它存在色散 (CD)、偏振模色散(PMD)等信號(hào)失真效應(yīng)，DSP的使用使其具有很大的吸引力。

因?yàn)镈SP支持對(duì)CD、PMD和其他缺陷的算法補(bǔ)償，這樣相干檢測(cè)就提供了完整的光場(chǎng)信息。這意味著復(fù)雜的光學(xué)調(diào)制可以減少對(duì)PMD補(bǔ)償器或色散補(bǔ)償光纖的需求，以及這些模塊所導(dǎo)致的延遲增加。

DSP還可以消除接收器的缺陷。這些缺陷可能是四個(gè)電通道之間的channel imbalances、IQ混合后的IQ相位角誤差、四個(gè)ADC通道之間的時(shí)間偏差以及相干平衡接收機(jī)的不平衡差分特性。除了接收機(jī)的這些缺陷外，DSP還必須補(bǔ)償發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間光路的信號(hào)衰減。它們是CD和PMD、偏振相關(guān)損耗(PDL)、偏振旋轉(zhuǎn)或偏振狀態(tài)轉(zhuǎn)換(PST)，系統(tǒng)ASE噪聲和相位噪聲。

載波相位恢復(fù)

通過引入本振(LO)，找到了一種跟蹤信號(hào)相位隨時(shí)間變化的方法。但是，外差接收機(jī)中的本振（LO）與信號(hào)的頻率不同，這將導(dǎo)致隨時(shí)間的線性相位漂移。還記得嗎，在前面我們講過在外差式接收機(jī)IPhoto與 cos(Δφ+Δωt)成正比。圖12顯示了QPSK調(diào)制的“旋轉(zhuǎn)”星座圖。

圖12：發(fā)射laser和本振之間的頻率差導(dǎo)致了“旋轉(zhuǎn)”星座圖

因此相位改變速度不能比每個(gè)符號(hào)時(shí)間快π/ 4，這是兩個(gè)相鄰符號(hào)之間的相位差的一半。這又意味著本振(LO)和信號(hào)之間的頻率偏移量，需要小于QPSK符號(hào)時(shí)鐘的1/8。為了能夠跟蹤相位，信號(hào)必須在具有可預(yù)測(cè)相位值的時(shí)刻采樣。對(duì)于帶寬受限的信號(hào)，相位的采樣速率小于符號(hào)速率。在下圖中，紅線顯示相位可能無法正確恢復(fù)。

圖13：在實(shí)際傳輸系統(tǒng)中，由于給定相位噪聲和偏移量的水平，采樣率過低，通常不可能恢復(fù)相位

在這種情況下，載波相位噪聲和偏移必須在非常嚴(yán)格的限制內(nèi)，以允許相位的恢復(fù)。在實(shí)際傳輸系統(tǒng)中，通常情況并非如此，因?yàn)樵谑褂脤?shí)時(shí)采集的實(shí)際線路中并不需要這么嚴(yán)格的規(guī)范。

下圖顯示了DFB激光器載波帶寬對(duì)相位恢復(fù)的影響。在更低帶寬的情況下，載波相位達(dá)到了一個(gè)極限，再也無法跟蹤相位。符號(hào)明顯受到相位噪聲的影響，而相位噪聲是無法消除的。

圖14：DFB激光器載波相位跟蹤隨跟蹤帶寬變化的例子

現(xiàn)在我們一起來看看偏振。光的完全偏振包含橢圓偏振，線偏振和圓偏振，其中后兩者是特殊的橢圓偏振。描述橢圓偏振光各參量之間關(guān)系的幾種方法：
☑  三角函數(shù)表示法
☑  瓊斯矩陣法，適用于光束之間表現(xiàn)為相干關(guān)系。
☑  斯托克斯空間法，使用Poincare球，極點(diǎn)到赤道表示橢圓偏振，赤道上任一點(diǎn)代表不同振動(dòng)方向的線偏振。

利用瓊斯矩陣來恢復(fù)原始偏振態(tài)

為了能夠?yàn)閿?shù)字解調(diào)器提供兩個(gè)獨(dú)立的基帶信號(hào)(X偏振和Y偏振)，偏振解復(fù)用是DSP的一個(gè)基本步驟。在此步驟中，必須對(duì)PMD和PDL進(jìn)行補(bǔ)償，還需要考慮的是偏振對(duì)準(zhǔn)的問題。在單模光纖(SMF)中，偏振態(tài)在傳輸過程中不被保留。偏振方向沿著信號(hào)通過光纖的方式變化(圖15)，因此偏振狀態(tài)(SOP)在末端并不僅僅與接收器的方向有關(guān)。在接收端使用偏振分束器，你得到的不是兩個(gè)獨(dú)立的信號(hào)，而是兩個(gè)偏振支路的線性組合。保偏光纖倒是可以在偏振對(duì)準(zhǔn)的情況下可以維持SOP，但由于其較高的衰減率和價(jià)格，在數(shù)據(jù)傳輸中并沒有被應(yīng)用。

圖15：這里是偏振解復(fù)用前雙偏振QPSK星座圖的例子
單模光纖改變了透射光的偏振狀態(tài)，因此接收機(jī)端的偏振分路器無法提供2個(gè)獨(dú)立的信號(hào)，而是一個(gè)線性組合。


光纖通道中全偏振光發(fā)生的偏振傳遞特性函數(shù)都可以用瓊斯矩陣來數(shù)學(xué)描述。將發(fā)送信號(hào)S與瓊斯矩陣相乘，得到接收信號(hào)R。對(duì)于無損傷的理想信道，瓊斯矩陣為單位矩陣；接收到的信號(hào)與原始發(fā)出的信號(hào)相同(參見下圖16)，其中Sx與Sy分別代表偏振正交復(fù)用的兩個(gè)通道光場(chǎng)，它們是矢量信號(hào)，不僅僅包含光功率。如果發(fā)射機(jī)和接收機(jī)是對(duì)準(zhǔn)的，接收信號(hào)和發(fā)送信號(hào)相同，不存在通道間的偏振串?dāng)_。

在一般的情況下，瓊斯矩陣是2×2矩陣。

圖16：理想信道的瓊斯矩陣

所以基本上要確定瓊斯矩陣才能從測(cè)量到的接收信號(hào)中推導(dǎo)出原始信號(hào)。這很難做到，因?yàn)橥ǔ：茈y得知信號(hào)在通道中損傷的大小。

因此，通常采用所謂的盲算法來逼近原始信號(hào)。這種算法不需要知道原始信號(hào)（調(diào)制格式除外）。這里，一系列應(yīng)用于接收信號(hào)的均衡器濾波器（參見圖17）代表瓊斯矩陣的逆矩陣。每個(gè)濾波器單元模擬一個(gè)信號(hào)衰減效應(yīng)。算法迭代搜索篩選變量的集合(β,k…),從而導(dǎo)致收斂性, 這意味著被測(cè)符號(hào)以最小的誤差映射到算法計(jì)算出的符號(hào)上。

圖17：均衡器濾波器補(bǔ)償色散(CD)、差分群延遲(DGD)、偏振相關(guān)損耗(PDL)和偏振狀態(tài)變換(PST)模型1*

這種方法的一個(gè)缺點(diǎn)是，它需要恢復(fù)兩次相同的偏振通道。這個(gè)問題被稱為算法的奇異性，同時(shí)這也是一個(gè)非常復(fù)雜的方法，因?yàn)槊總�(gè)符號(hào)都必須單獨(dú)處理才能計(jì)算下一個(gè)迭代步驟。

在斯托克斯空間中更容易

在斯托克斯空間中，由于不需要解調(diào)，也不需要了解所使用的調(diào)制格式或載波頻率，偏振解復(fù)用實(shí)際上是一個(gè)盲過程，因此估計(jì)變得更加容易。此外，在斯托克斯空間中不存在奇異性問題。

斯托克斯空間有助于可視化光信號(hào)的偏振條件，因此也是觀察光通道偏振變化的一個(gè)很好的工具。任何完全偏振光的偏振狀態(tài)都可以用這個(gè)三維空間中位于球體表面的點(diǎn)來描述——所謂的龐加萊球體，其中心位于坐標(biāo)系的原點(diǎn)。球體的半徑與光的振幅相對(duì)應(yīng)。沿S3軸的極點(diǎn)表示圓偏振。在S1軸和S2軸形成的赤道平面表示線性偏振，球面上極點(diǎn)和赤道的中間位置為橢圓偏振。

圖18：偏振分復(fù)用(PDM) QPSK信號(hào)在斯托克斯空間中的龐加萊球

在圖18中看到的實(shí)測(cè)的X偏振和Y偏振QPSK信號(hào)。這兩個(gè)信號(hào)在采樣點(diǎn)上可能有四個(gè)相位差。這些X和Y信號(hào)與這四個(gè)相位差的組合形成了了在斯托克斯空間中測(cè)量到的藍(lán)點(diǎn)云。(QPSK信號(hào)只有一個(gè)偏振方向，因此只有一個(gè)在S1軸上的積累) 這四種狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換在空間中定義了一個(gè)類似透鏡的對(duì)象(參見圖19)�？梢钥闯觯�任何格式的偏振多路復(fù)用信號(hào)總是可以定義這樣一個(gè)透鏡。


圖19：PDM QPSK -信號(hào)符號(hào)之間的轉(zhuǎn)換，在左半球?yàn)閄偏振(H:水平方向)，在右半球?yàn)閅偏振(V:垂直方向)


當(dāng)沿著單模光纖的光路面對(duì)PST時(shí)，透鏡在空間中旋轉(zhuǎn)（見圖20）。通過旋轉(zhuǎn)，可以得到瓊斯矩陣。

圖20：這里是一個(gè)PDM QPSK信號(hào)的例子，PST導(dǎo)致透鏡在斯托克斯空間內(nèi)旋轉(zhuǎn)，透鏡的法線定義了瓊斯矩陣

在斯托克斯空間中，信號(hào)衰減效應(yīng)是如何表示的? 如果有PDL，透鏡會(huì)變形和移位。不過，這不會(huì)影響瓊斯矩陣的恢復(fù)，即透鏡的變形其實(shí)是允許有一定量的PDL的數(shù)量。CD與偏振無關(guān)，不妨礙偏振解復(fù)用。在這種情況下，星座圖是較好的定量調(diào)查工具。

符號(hào)的確定

經(jīng)過成功的DSP和偏振解復(fù)用，終于可以確定接收到的符號(hào)啦。在QPSK中，決策準(zhǔn)則為星座圖中測(cè)量點(diǎn)的I和Q值(見圖21) ，即每一個(gè)I和Q值為正值的點(diǎn)都被解釋為 “11” 。但在更高級(jí)的格式中，不再可能簡(jiǎn)單地將I和Q值作為決策級(jí)別。從圖21右側(cè)的漫反射云中可以看出，高階調(diào)制即使使用相干檢測(cè)位也會(huì)發(fā)生錯(cuò)誤。那么這些錯(cuò)誤又該如何量化呢？

圖21：在QPSK中可以基于I和Q值的決策，但在更高級(jí)的格式中，不再可能簡(jiǎn)單地將I和Q值作為決策級(jí)別

Part3：相干通信的質(zhì)量評(píng)定

復(fù)雜的光調(diào)制方案要求在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)端采用新的調(diào)制方法。數(shù)字信號(hào)處理(DSP)作為相干接收機(jī)的一個(gè)組成部分，從根本上緩解了對(duì)色散影響的擔(dān)憂。這種好處是相干光通信的一大優(yōu)點(diǎn)。

但是，依然需要考慮系統(tǒng)內(nèi)的其他失真影響，并且必須進(jìn)行徹底的error分析。

傳統(tǒng)的質(zhì)量參數(shù)

從OOK中可知質(zhì)量衡量標(biāo)準(zhǔn)為在假設(shè)高斯噪聲分布的情況下，從眼圖中估計(jì)出的誤碼率(BER)和Q因子。QPSK調(diào)制是在100 Gbps傳輸系統(tǒng)中廣泛使用的一種復(fù)雜調(diào)制格式，使用兩個(gè)眼圖將其中I-和Q映射到兩個(gè)獨(dú)立的眼圖上，用眼圖也可以推導(dǎo)出上述質(zhì)量參數(shù)。

在下圖中，在Q 眼圖中有一個(gè)從'0'到'1'的過渡，用紫色表示，而對(duì)于I，用紅色表示從'1'到'0'的過渡。由于I和Q分量是decoupled的，因此不能將此信息無歧義地投射到IQ-diagram中的符號(hào)轉(zhuǎn)換。左邊的示例可能是從'01'或'00'到'11'或'10'的轉(zhuǎn)換，因此可以考慮四種可能的轉(zhuǎn)換。同樣的當(dāng)映射Q分量時(shí)，是類似的。

圖22：QPSK—信號(hào)I、Q分量(單偏振)眼圖中，IQ圖中符號(hào)轉(zhuǎn)換的映射總是模棱兩可的，I和Q路徑之間的時(shí)間偏差只在IQ圖中可見

這種模棱兩可可能并不一定會(huì)造成問題。然而，如果IQ圖發(fā)生扭曲或是失真，并不會(huì)反映在兩個(gè)單獨(dú)的I和Q眼圖上。比如說在上圖中，兩個(gè)IQ圖中的彎曲對(duì)角線轉(zhuǎn)換指向I和Q路徑之間的時(shí)間偏差，并且很顯然I是在Q之前，這在兩個(gè)眼圖中卻是看不到的。

對(duì)于更高階的格式，事情會(huì)變得更加復(fù)雜。查看圖23，使用特殊的16-QAM格式。如何將其映射到眼圖?

圖23：特殊16-QAM調(diào)制實(shí)測(cè)星座圖

該圖還提醒我們，在復(fù)雜調(diào)制中，在IQ平面圖中判斷信號(hào)質(zhì)量更有意義，因?yàn)橐恍┦д嬖诖藞D中看得更加明顯。

誤差矢量幅度

其實(shí)，這個(gè)問題在很多年前在RF領(lǐng)域就已經(jīng)用直觀的方法解決了，即取一個(gè)測(cè)量點(diǎn)到最近的理想星座點(diǎn)的距離。這個(gè)概念適用于任何可以在星座圖中顯示的調(diào)制格式。

圖24：誤差向量的定義和誤差向量的大小

上圖說明了，誤差矢量EVM[n]是測(cè)試點(diǎn)與理想?yún)⒖键c(diǎn)之間的矢量距離。


其中n為符號(hào)index，Ierr = IMeas - IRef, Qerr = QMeas - QRef。
標(biāo)準(zhǔn)化均方根平均EVM定義為：


其中N為計(jì)算EVM均方根時(shí)考慮的測(cè)試點(diǎn)個(gè)數(shù)。除以峰值參考向量的大小可以進(jìn)行歸一化。在圖25所示的QPSK信號(hào)示例中，四個(gè)星座點(diǎn)周圍的實(shí)測(cè)紅點(diǎn)誤差矢量大小為5%。

圖25：在QPSK信號(hào)上測(cè)量的EVM

信噪比

由EVM，還可以推導(dǎo)出信噪比(SNR)。它也稱為調(diào)制誤碼率(MER)，定義為傳輸信號(hào)的平均符號(hào)功率與噪聲功率之比。這包括任何導(dǎo)致符號(hào)偏離其理想狀態(tài)的因素：


BER誤碼率估計(jì)

對(duì)于只有高斯噪聲的情況，可以直接從EVM中預(yù)測(cè)誤碼率。如果EVM還受到來自其他失真的影響，那么預(yù)測(cè)就會(huì)變得更加復(fù)雜。如果使用簡(jiǎn)單的模型，測(cè)量的誤碼率沒有預(yù)測(cè)的那么高，因此預(yù)測(cè)的誤碼率提供了一個(gè)上限。

從EVM獲得更多信息

通過查看IQ圖中的轉(zhuǎn)換，并繪制EVM與時(shí)間或頻率的關(guān)系圖，可以幫助找到失真的根本原因。
在圖26中有兩個(gè)例子。在左邊，將被測(cè)信號(hào)與“無限”帶寬的參考信號(hào)進(jìn)行比較；在右側(cè)，將相同的測(cè)量結(jié)果與使用升余弦濾波器創(chuàng)建的參考信號(hào)進(jìn)行比較。兩者在符號(hào)時(shí)間都顯示相同的EVM值。

圖26：相同的EVM值，但是EVM與時(shí)間的關(guān)系揭示了“無限”帶寬的問題（左邊），而不是升余弦濾波器的問題（右邊）

但從EVM隨時(shí)間的演化來看，測(cè)量到的信號(hào)與“無限”帶寬參考信號(hào)的偏差是由高EVM值反映的。如果發(fā)射機(jī)中使用的升余弦濾波器具有與參考信號(hào)相同的特性，則在符號(hào)(右側(cè))之間的轉(zhuǎn)換時(shí)間EVM也較低。這種分析可以有助于你發(fā)現(xiàn)信號(hào)在跳變及過渡過程中產(chǎn)生的那些錯(cuò)誤信息。
除了EVM外，IQ圖還可以推導(dǎo)出其他誤差參數(shù)，幫助我們找到光通信系統(tǒng)問題的根源。

增益不平衡

增益不平衡即將I信號(hào)的振幅與Q信號(hào)的振幅進(jìn)行比較，用dB表示。


圖27給出了一個(gè)增益不平衡約為2dB的示例，說明存在一個(gè)問題。I和Q的大小相差1.26倍。

圖27：增益不平衡，在IQ層面，I的大小大于Q的大小


增益不平衡可能是由于發(fā)射機(jī)側(cè)馬赫-曾德爾調(diào)制器的射頻驅(qū)動(dòng)幅值不平衡造成的。

IQ Offset

IQ Offset描述星座圖（圖28）從原始點(diǎn)的偏移量（即中心頻率的功率與平均信號(hào)功率的比值）。

圖28：IQ偏移量，IQ圖從原始位置偏移

該數(shù)據(jù)結(jié)果表明了載波饋通信號(hào)的大小。當(dāng)沒有載波通過時(shí)，IQ偏移量為零（-無窮大dB）。為信號(hào)與偏移量之比：


IQ偏移通常是由調(diào)制器的I或Q路徑上的直流偏移或較小的RF驅(qū)動(dòng)振幅和錯(cuò)誤的偏置點(diǎn)引起的。

正交誤差

正交誤差量化了I和Q正交相位間的差值。理想情況下，I和Q應(yīng)該正交(90度)。在圖29中，IQ的正交誤差接近10度，這意味著I和Q相距80度。

圖29：正交誤差 I、Q兩相不正交

正交誤差通常指向發(fā)射機(jī)一側(cè)的問題，其中IQ 90°移相器可能有錯(cuò)誤的偏置點(diǎn)。在這種情況下，眼圖也是變形的。

頻率誤差

頻率誤差顯示了載波相對(duì)于本振的頻率誤差。這個(gè)誤差數(shù)據(jù)以赫茲表示，它是必須在數(shù)字域中添加的頻率偏移量，以實(shí)現(xiàn)載波鎖定。可以補(bǔ)償?shù)淖畲箢l率誤差取決于所使用的調(diào)制格式（比較圖30）。

圖30：不同調(diào)制格式的頻率誤差和最大頻率誤差示例
注：頻率誤差不影響EVM的測(cè)量！


IQ magnitude error

IQ幅值誤差是被測(cè)信號(hào)與理想?yún)⒖夹盘?hào)幅值的差值（對(duì)比圖24和圖31）：

圖31：幅值誤差的例子

例如低頻強(qiáng)噪聲從發(fā)射激光中產(chǎn)生，可以引起幅值誤差。

IQ相位誤差和激光線寬

相位誤差是理想IQ參考信號(hào)與符號(hào)時(shí)間內(nèi)測(cè)量的IQ測(cè)量信號(hào)的相位差（見圖32和圖33）。

圖32：相位誤差的例子

相位誤差可由載波或本振激光器的相位噪聲引起。它也會(huì)導(dǎo)致時(shí)變頻率誤差。激光的相位噪聲一般使用激光線寬進(jìn)行量化。可以用下面的步驟估計(jì)激光線寬，使用卡爾曼濾波相位跟蹤算法（見卡爾曼基于濾波器的復(fù)雜信號(hào)估計(jì)和解調(diào)），相位誤差可以通過傅里葉變換，對(duì)相位誤差頻譜進(jìn)行隨時(shí)間的估計(jì)獲得。通過將模型擬合到相位誤差譜（見窄線寬相干傳輸系統(tǒng)連續(xù)波激光相位噪聲的表征方法）在實(shí)際應(yīng)用中，激光線寬可作為自由擬合參數(shù)之一。

圖33：激光線寬估計(jì)值(左)與載波相位譜匹配(右)

IQ Skew

IQ Skew測(cè)量的是發(fā)射器上每個(gè)偏振態(tài)的I-和Q -信號(hào)之間的時(shí)間偏差。這是通過測(cè)量符號(hào)時(shí)鐘的相位差使用下面的方程：


IQ Skew將導(dǎo)致失真的IQ曲線和EVM值的增加。當(dāng)把獨(dú)立的I眼圖和Q眼圖重疊時(shí)，可以看到它們相對(duì)于彼此的位移。在非常干凈的星座情況下，也可以觀察到，在不同的路徑之上向上和向下的45度跳變。

圖34：IQ Skew的例子

X-Y 偏振 skew & imbalance

在X和Y偏振之間也可能存在時(shí)間偏差。它的計(jì)算公式與IQ偏差相同。X-Y偏振Skew不是影響信號(hào)質(zhì)量測(cè)量的一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)，但是實(shí)際的接收機(jī)只能容忍一定的X-Y偏差。注意，Keysight OMA軟件只報(bào)告X-Y Skew的數(shù)值。由于應(yīng)用了時(shí)間校正，相應(yīng)的眼圖不會(huì)顯示出Skew的影響。

圖35：Imbalance Skew的例子

X-Y偏振不平衡是由于X-和Y-的功率水平不同造成的，根據(jù)光功率水平Px和Py計(jì)算最大功率變化值ΔPpol如下：



Part4：相干數(shù)據(jù)傳輸?shù)奈磥?/font>

相干傳輸技術(shù)，無論是檢測(cè)還是相干光接收一直都是光通信領(lǐng)域的核心技術(shù)之一。它的頻譜效率比任何直接傳輸格式都要高，尤其是在長(zhǎng)距離和高數(shù)據(jù)速率的情況下，它既能保持優(yōu)異的傳送性能又能克服信號(hào)高速傳輸而產(chǎn)生的嚴(yán)重?fù)p耗。然而，即使在較短的距離，如已經(jīng)使用的城域數(shù)據(jù)中心互連(DCI)，以及在數(shù)據(jù)中心內(nèi)部，傳統(tǒng)的直接傳輸方式也有可能慢慢被拋棄，以進(jìn)行相干調(diào)制。而未來將會(huì)告訴我們，相干傳輸和直接探測(cè)方式誰會(huì)因?yàn)槠湓趦r(jià)格、大小和功耗方面的優(yōu)勢(shì)而占上風(fēng)。

當(dāng)然在當(dāng)前的數(shù)通領(lǐng)域，相干光調(diào)制和直接探測(cè)仍舊在共同推動(dòng)短距和長(zhǎng)距傳輸從100G升級(jí)到400G甚至更高速率級(jí)別。同時(shí)硅光技術(shù)憑借自身低功耗、低成本、高傳輸速率等優(yōu)點(diǎn)在數(shù)通領(lǐng)域的優(yōu)勢(shì)也愈加凸顯。除此之外，在數(shù)據(jù)中心領(lǐng)域，交換機(jī)和服務(wù)器正在邁向第五代高速總線連接技術(shù)——DDR5，PCIe5。

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